Le frontal de réception de la télévision mobile doit avoir la sensibilité requise pour fonctionner loin de l'émetteur et tolérer une surcharge en cas de signal fort. Il peut être intégré dans les systèmes de divertissement embarqués (ICE), ainsi que dans les capacités de réception TV mobile dans une variété d'appareils électroniques portables tels que les téléphones mobiles, les assistants numériques portables (PDA) et les ordinateurs portables, même si la distance entre les le récepteur et l'émetteur de l'utilisateur varient. Il devrait également bien fonctionner dans des conditions de changement d'horaire (différent de la diffusion et de la télévision traditionnelles). La combinaison d'un amplificateur à faible bruit (LNA) à gain élevé et d'un commutateur de contournement de diode PIN peut constituer une solution à faible coût pour un récepteur de télévision mobile avec une protection contre les surcharges et une sensibilité élevée.
La manière la plus pratique de réaliser un récepteur TV mobile est de réduire le gain du récepteur dans des conditions de signal fort. Le gain de signal RF variable simplifie les exigences de linéarité de l'étage mélangeur, permettant l'utilisation de circuits intégrés RF à faible coût pour construire des modules récepteurs. Dans une analyse en cascade avec une extrémité avant de récepteur à gain commutable / réglable, l'amélioration du point d'interception d'intermodulation du troisième ordre d'entrée (IIP3) sera fonction du changement de gain. Par rapport aux récepteurs à gain fixe, les récepteurs à gain réglable peuvent mieux gérer les signaux puissants.
Le circuit de contrôle automatique de gain (AGC) peut également être utilisé pour changer le gain LNA, et comme l'AGC est généralement implémenté avant le filtre de canal, il peut répondre à la surcharge de la transmission de canal adjacent.
Une façon de réduire le gain RF est de shunter une partie du signal RF vers la masse avant le LNA. Cette méthode utilise le plus petit nombre d'éléments de commutation RF, mais lorsque le commutateur est désactivé, l'impédance ne correspond pas, ce qui peut affecter d'autres parties du système. Une solution de contournement consiste à connecter l'élément d'amortissement à l'extrémité haute impédance ou "chaude" du réseau résonnant parallèle LNA, bien que du point de vue d'une plage de contrôle de gain plus large, cette approche sacrifie la sélectivité RF avant le LNA.
Lorsque le signal reçu surcharge les étages derrière le LNA (comme un mélangeur ou un amplificateur à fréquence intermédiaire (IF)), une paire de commutateurs RF peut également être utilisée pour contourner l'étage LNA. Dans l'état de contournement, le signal d'entrée est directement transmis au convertisseur abaisseur IC. Tant que les composants de la boucle de signal de contournement correspondent à l'impédance caractéristique (la télévision mobile est de 75 Ω), le risque de non-correspondance sera minimisé. Bien sûr, le commutateur ajouté rend le circuit plus compliqué.
Une autre façon consiste à réduire le gain RF en réduisant le courant de repos fourni au dispositif actif du LNA. Les amplificateurs et les appareils utilisant cette technologie, tels que les MOSFET à double grille, utilisent des terminaux d'appareils supplémentaires pour contrôler le courant de polarisation. Étant donné qu'aucun élément de commutation n'est utilisé, cette méthode de contrôle de gain est la plus simple du circuit, mais comme le courant collecteur / drain est inférieur au point de fonctionnement CC du dispositif nominal, sa linéarité est sacrifiée.
Afin de répondre aux besoins des clients en matière de LNA dans les récepteurs de télévision mobile bimode (analogique / numérique) fonctionnant dans le spectre 47 ~ 870 MHz, plusieurs options MMIC ont été envisagées, mais leur linéarité n'était pas suffisante, elles n'ont donc pas été adoptées. Adopte ici un MMIC LNA large bande à haute linéarité (type MGA-68563) et un commutateur de diode PIN externe pour concevoir un schéma.
Ce dispositif GaAs PHEMT LNA à un étage a une largeur de grille de 800 microns (figure 3). La grille de l'appareil est connectée à un miroir de courant interne pour compléter les effets des changements de processus et minimiser les effets des variations de tension de seuil. Le LNA utilise une rétroaction négative avec perte pour obtenir la stabilité et stabiliser la réponse en amplitude dans une fenêtre de 3 dB (± 1.5 dB) dans le spectre 100 MHz ~ 1 GHz.
En raison de sa rétroaction interne et de sa perte de retour de sortie inférieure à 10 dB, ce MMIC ne nécessite pas d'adaptation d'impédance de sortie. Cependant, faire correspondre l'entrée dans une gamme de fréquences aussi large (47 ~ 870 MHz) s'est avéré difficile et nécessite une méthode non conventionnelle. Afin d'optimiser l'indice de perte de retour d'entrée, le courant de drain (Ids) du FET doit être élevé. La valeur nominale est de 10 mA. Les identifiants 20 mA peuvent répondre aux exigences de performance de perte de retour d'entrée, mais les identifiants ont été sélectionnés comme 30 mA pour le rendre suffisamment large pour compenser tout impact causé par le circuit de commutation de diode PIN ajouté. La broche 4 du MMIC LNA contrôle le courant circulant à travers le générateur de courant de polarisation interne via une résistance externe R1. Changer la taille de R1 changera les Id, mais la tension d'alimentation Vd restera à 3V. Trois fois les ID nominaux peuvent fournir une linéarité plus élevée.
Lors de la conception du circuit LNA / commutateur, 4 diodes PIN ont été utilisées dans le commutateur de dérivation au début. Il s'agit d'une configuration courante pour les commutateurs bipolaires à double orientation (DPDT). Le principe de fonctionnement de ce circuit est de faire conduire la paire de diodes PIN de la partie supérieure, et de rendre la paire de la partie inférieure de polarisation nulle, et inversement. En fonctionnement normal, seule la faible paire de diodes PIN conduit et le LNA amplifie le signal RF. Lorsque le gain RF doit être réduit, la paire supérieure de diodes PIN est activée et le signal RF est acheminé autour du LNA en mode bypass. Ces résistances sont utilisées pour ajuster le courant direct de la diode PIN et isoler le signal RF des ports de commande logique VSW1 et VSW2. La première conception utilisait beaucoup de composants, donc une solution plus simple était nécessaire.
Grâce à la communication avec les clients, nous avons développé un commutateur bipolaire unidirectionnel (DPST) plus simple, qui n'a besoin que de connecter ou de déconnecter le chemin de dérivation aux ports d'entrée et de sortie. Etant donné que la commande de commutation du chemin LNA n'est plus effectuée, afin d'utiliser les caractéristiques d'isolement inhérentes du FET non biaisé, l'alimentation LNA (Vdd) doit être désactivée en mode de dérivation. Cette approche réduit les performances de perte de retour du chemin de dérivation, car ce chemin a une impédance de grille et de drain finie en parallèle avec des FET non biaisés.
Pendant le fonctionnement normal, l'alimentation de la diode PIN est désactivée (VSW = 0V), tandis que l'alimentation LNA est toujours rétablie à 3V. Cependant, ces diodes PIN à polarisation nulle sont affectées par une capacité parasite, de sorte que les performances de perte de gain et de retour du LNA sont altérées en raison de l'isolation incomplète du chemin de dérivation des ports d'entrée et de sortie.
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