Un dessin pour un amplificateur large bande VHF 40W de puissance RF pour la diffusion FM

Introduction

Qu'est-ce cette conception est pour

Pour augmenter la puissance de sortie des excitateurs de bande de diffusion FM de faible puissance, un certain nombre d'entre eux sont disponibles dans le commerce, à la fois sous forme de kits et prêts à l'emploi. Voir Comment faire pour être une station de radio communautaire des liens vers les critiques de quelques-uns des excitateurs les plus populaires.

Qui est cette conception pour?

• Ceux qui sont familiers avec l'électronique RF et mécaniques des techniques de construction
• Ceux qui ont déjà construit et testé avec succès des amplificateurs de puissance VHF (> 10W)

Pour référence, voir Introduction à la radio communautaire Electronics station

L'équipement de test suivant sera nécessaire pour régler l'amplificateur:

• Stabilisée alimentation en courant limitée (+ 28V, 3A)
• Multimètre, avec 3A ou supérieure gamme actuelle
• 50W VHF charge dummy
• RF Power Meter
• FM excitatrice, avec env. 26 - puissance 27 dBm en sortie
• Analyseur de spectre RF
• Analyseur de réseau RF ou un analyseur de spectre avec générateur de poursuite
• RF atténuateur de puissance

Cette conception est ne pas convient aux débutants et aux novices RF VHF. Ces personnes courent les risques suivants:

• Les brûlures thermiques et RF
• Électrocution
• Destruction des composants RF coûteux et l'équipement d'essai
• Indésirable des rayonnements RF parasite, ce qui entraîne des interférences à d'autres utilisateurs du spectre électromagnétique, risquant ainsi une visite de l'état, et le risque de confiscation équipement, des amendes, et éventuellement d'une incarcération.
• Une grande partie du stress et de frustration.

Pourquoi cette conception est nécessaire

Je pense que la qualité de la grande majorité des schémas et des conceptions des équipements de diffusion FM disponibles sur Internet est loin d'être satisfaisante. Voir mon des conseils sur la construction de plans sur le web. En particulier, les informations disponibles sur les amplificateurs de puissance RF VHF sont encore plus désespérées, par exemple les conceptions utilisant des dinosaures d'appareils tels que le TP9380. Cette conception est basée sur un nouveau dispositif MOSFET, avec les avantages associés de

• un gain élevé
• efficacité élevée
• la facilité de réglage

Étant donné que la plupart des conceptions sur le Web ont plus de 10 ans, l'utilisation d'un appareil récemment introduit devrait maximiser la durée de vie utile de la conception. J'utilise également cette conception comme un véhicule pour démontrer la quantité d'informations requises pour un tiers non équipé de compétences en lecture d'esprit pour réussir à construire cet amplificateur. Le point est le suivant: si une personne est suffisamment qualifiée et expérimentée pour construire quelque chose à partir d'informations de conception rares, par exemple juste un schéma, elle est tout aussi capable de le construire à partir d'aucune information. À l'inverse, une personne qui n'a pas ce niveau de compétence et d'expérience aura besoin d'instructions détaillées pour réussir.

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Procédure de conception

La conception d'amplificateur est basé sur le récemment introduit (1998) Motorola MRF171A MOSFET (MRF171A la feuille de données in PDF format).Ne pas confondre avec l'ancien, maintenant abandonnée, le dispositif MRF171.  Janvier 2002 - Motorola change de leur portefeuille de produits RF de puissance dispositif plus oftern que certaines personnes changent leurs parties inférieures. Il ressemble à Motorola ont déchargé cet appareil à M / A-Com.

Simulation informatique

La faisabilité initiale a été réalisée à l'aide d'un progiciel de simulation RF linéaire et micro-ondes, en particulier Supercompact. La version utilisée était la 6.0, ce que je considère franchement comme un logiciel pauvre en pisse et que je ne recommande pas du tout. Pour cet appareil, Motorola fournit des paramètres S et de grandes impédances asymétriques de signaux. Les paramètres S sont mesurés à un courant de drain de repos de 0.5 A, ce qui représente un pas en avant dans la caractérisation du dispositif, car les paramètres S avaient tendance à être mesurés à des courants de drain assez faibles. Bien que cela soit satisfaisant pour les dispositifs à petit signal, l'utilisation de paramètres S mesurés à de faibles courants de drain est limitée pour la conception d'amplificateurs de puissance. 

Alors que les informations du paramètre S mesurées à 0.5 A auraient pu fournir un point de départ utile pour la conception, j'ai choisi de baser la conception sur les impédances à grand signal asymétriques. Celles-ci sont mesurées par le fabricant de l'appareil en réglant l'appareil pour obtenir les meilleures performances à chaque fréquence de test dans un montage de test générique. Le dispositif de test est ensuite retiré, et un analyseur de réseau vectoriel est utilisé pour mesurer l'impédance complexe en regardant en arrière dans le réseau d'adaptation, alors que ceux-ci se terminent par 50 R. Cette procédure est effectuée pour les réseaux d'adaptation d'entrée et de sortie. L'avantage des données d'impédance de signal importantes est qu'elles peuvent être mesurées à la puissance de sortie réelle que le dispositif est conçu pour générer, et en tant que telles, elles sont plus représentatives dans un scénario d'amplificateur de puissance. Notez que les grandes impédances simples ne fournissent que des informations pour permettre la synthèse d'un réseau d'adaptation d'entrée et de sortie, elles ne fournissent aucune information sur le gain probable, l'efficacité, les performances de bruit (le cas échéant) ou la stabilité de l'amplificateur résultant.

Ceci est le fichier utilisé pour synthétiser le réseau d'entrée.

* Mrf171i1.ckt; Nom du fichier

* bloc de définition de variable, la première valeur est la valeur minimale autorisée, * la troisième est la valeur maximale autorisée, le milieu est la variable

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; Circuit netlist cap 1 2 c = c1 cap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 cap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; polarisation de grille alimentation résistance un 9 mrf171ip; référence vers 1 port de données IPNET: 1POR 1; créer un nouveau réseau 1 port END FREQ STEP 88MHZ 108MHZ 1MHZ END OPT

* Déclaration de contrôle d'optimisation, indique au simulateur d'optimiser entre * 88 et 108 MHz, et d'obtenir une perte de retour d'entrée meilleure que * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88 MHZ 108 MHZ MS11 -24DB LT

FIN DES DONNÉES

* Définissez un réseau à un port appelé mrf171ip, faisant référence aux impédances complexes équivalentes à la série à grand signal *. Ces données sont disponibles à 4 * points de fréquence

* Définir les informations de paramètre Z, format réel et imaginaire, * l'impédance de référence est de 1 Ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z SOURCE 30 MHZ 12.8 -3.6 100 MHZ 3.1 -11.6 150 MHZ 2.0 -6.5 200 MHZ 2.2 -6.0 FIN

Bien entendu, l'utilisation d'un simulateur ne fournit aucune aide dans le choix de la topologie du circuit, ni des valeurs de départ des composants du réseau. Ces informations proviennent de l'expérience de conception. Toutes les valeurs d'optimisation ont été limitées avec des maxima et des minima pour que le réseau résultant reste réalisable.

Au départ, un réseau correspondant à 3 pôles a été essayé, ce n'était pas capable de fournir une correspondance suffisamment large bande sur les 20 MHz. L'utilisation d'un circuit à 5 pôles a permis d'atteindre l'objectif d'optimisation. Notez que la polarisation de grille 33R est incluse dans la simulation, car elle aide à dé-Q le réseau d'entrée et améliore la stabilité de l'amplificateur final.

Une procédure similaire a été effectuée pour le réseau de sortie. Dans cette simulation, l'alimentation du drain a été incluse dans la simulation. Bien qu'à première vue, la valeur de cette inductance n'est pas critique, si elle devient trop grande, la stabilité peut être comprise, si elle devient trop petite, elle devient une partie du réseau d'adaptation de sortie, ce qui dans ce cas n'a pas été jugé souhaitable .

Choix des composants

Comme la puissance d'entrée n'est que d'un demi-watt, des condensateurs et des trimmers en céramique standard ont été utilisés dans le circuit d'adaptation d'entrée. L1 et L2 (voir schématique) aurait pu être rendu beaucoup plus petit, mais ont été maintenus grands par souci de cohérence avec les inducteurs utilisés dans le réseau de sortie. Sur le réseau de sortie, des condensateurs gainés de mica et des trimmers de compression en mica ont été utilisés pour gérer la puissance et réduire au minimum les pertes de composants. La self large bande L3 fournit une certaine réactance avec perte aux fréquences RF inférieures, C8 s'occupe du découplage AF (fréquence audio).

L'utilisation d'un MOSFET à canal N en mode d'amélioration (une tension positive polarise le dispositif en conduction) signifie que le circuit de polarisation est simple. Un diviseur de potentiel prélève la tension requise à partir d'une basse tension stabilisée par une diode Zener de 5.6 V. Le deuxième zener de 5.6 V, D2, est monté par mesure de précaution pour s'assurer qu'une tension excessive n'est pas appliquée à la grille du FET, cela entraînerait certainement la destruction de l'appareil. Les puristes stabiliseraient la température du courant de polarisation, mais comme la polarisation n'est pas critique dans cette application, cela n'a pas été dérangé.

Une prise BNC avait été utilisée pour l'entrée RF, en raison de la faible puissance d'entrée RF. J'ai utilisé le type N pour la sortie RF, je n'utilise pas BNC au-dessus d'environ 5W et je n'aime pas les connecteurs de style UHF. Personnellement, je ne recommande pas d'utiliser des connecteurs UHF au-dessus de 30 MHz.

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Construction et Génie Civil

L'amplificateur a été construit dans une petite boîte en aluminium moulé sous pression. Les connexions d'entrée et de sortie RF sont effectuées par des prises coaxiales. L'alimentation est acheminée à travers un condensateur de traversée en céramique boulonné dans la paroi du boîtier. Ces techniques de construction se traduisent par un excellent blindage, empêchant le rayonnement RF de s'échapper de l'amplificateur. Sans cela, des quantités importantes de rayonnement RF pourraient être rayonnées, interférant avec d'autres circuits sensibles tels que les VCO et les étages audio, des quantités importantes de rayonnement harmonique pourraient également se produire. 

La base du dispositif d'alimentation passe à travers une découpe dans le plancher de la boîte moulée sous pression et est boulonnée directement sur un petit dissipateur thermique en aluminium extrudé. Une alternative serait que la base du dispositif d'alimentation soit posée sur le sol de la boîte moulée sous pression. Ceci n'est pas recommandé pour deux raisons, toutes deux liées à la fourniture d'un chemin efficace pour conduire la chaleur du FET. Premièrement, le plancher de la boîte moulée sous pression n'est pas particulièrement lisse, ce qui se traduit par un mauvais chemin thermique. Deuxièmement, avoir le plancher de la boîte moulée sous pression dans le chemin thermique introduit plus d'interfaces mécaniques et donc plus de résistance thermique. Un autre avantage de la technique de construction choisie est qu'elle aligne correctement les conducteurs du dispositif avec la face supérieure de la carte de circuit imprimé.

L'utilisation du dissipateur thermique spécifié nécessitera l'utilisation d'un refroidissement par air forcé (un ventilateur). Si vous prévoyez de ne pas utiliser de ventilateur, un dissipateur thermique beaucoup plus grand sera nécessaire et l'amplificateur doit être monté avec les ailettes du radiateur verticales pour maximiser le refroidissement par convection naturelle.

La carte de circuit imprimé se compose d'un morceau de matériau PCB (carte de circuit imprimé) en fibre de verre revêtu de 1 oz Cu (cuivre) de chaque côté. J'ai utilisé Wainwright pour former les nœuds du circuit - il s'agit essentiellement de morceaux auto-adhésifs de matériau PCB unilatéral étamé, coupés à la taille avec une grosse paire de pinces coupantes latérales. Une alternative simple consiste à utiliser des morceaux de matériau PCB simple face de 1.6 mm d'épaisseur, découpés à la taille puis étamés. Ceux-ci sont collés sur le plan de masse avec un adhésif de type cyanoacrylate (ex: super-glue ou Tak-pak  FEC 537-044). Cette méthode de construction fait que la face supérieure du PCB est un excellent plan de masse. La seule exception à cela sont les deux plots pour la porte et le drain du FET. Ceux-ci ont été créés en marquant soigneusement la couche supérieure de cuivre avec un scalpel pointu, puis en retirant les éclats de cuivre à l'aide d'une pointe de fer à souder à pointe fine et du scalpel. L'exécution de la pointe de fer le long du morceau isolé de cuivre desserre suffisamment la colle pour que le Cu soit décollé avec le scalpel. Le pavé de porte ainsi créé est clairement visible dans le photographie du prototype

Après avoir fait l'ouverture dans le PCB pour que la base du dispositif d'alimentation passe à travers, j'ai enroulé du ruban de cuivre à travers la fente pour rejoindre les plans de masse supérieur et inférieur. Cela a été fait à deux endroits, sous les onglets source. Le ruban de cuivre a ensuite été soudé en haut et en bas.

See photo pour les positions de composants suggérées. L'écran vertical à droite du boîtier est un morceau de matériau PCB double face, soudé au plan de masse supérieur des deux côtés. Il s'agit d'une tentative d'améliorer le rejet d'harmonique final, en réduisant le couplage entre les inductances qui forment la correspondance de sortie et les inductances composant le LPF. Pour effectuer ce type de travaux de soudage, un fer à souder de 60 W ou plus sera nécessaire - de préférence un fer à température contrôlée. Ce fer sera trop sur le dessus pour les composants plus petits, donc un fer plus petit sera également nécessaire.

Comme mentionné ci-dessous, les inducteurs LPF sont soudés directement sur les onglets des condensateurs métalliques plaquées.

Déroulement suggéré Construction Rough and Ready

1. Découpez un morceau de double PCB matériau face pour la carte principale (env. x 100 85mm)
2. Créez l'ouverture pour le FET, en utilisant une sélection d'exercices et de fichiers. Utilisez le FET comme modèle, si nécessaire, mais ne le gonflez pas avec de l'électricité statique. Assurez-vous que vous vous retrouverez avec le drain sur le côté droit.
3. Percez six trous dans le PCB, ce sont de tenir la carte à la boîte moulé sous pression
4. Placez la carte dans la case et utiliser les trous dans le PCB de forer à travers la boîte
5. Temporairement visser le PCB de la boîte
6. Déterminez où va le dissipateur thermique, sous la boîte L'appareil doit se retrouver vers le centre du dissipateur thermique. Soit vous percez d'autres trous dans tout le lot, puis réutilisez certains des trous PCB / boîte existants et prolongez-les vers le bas à travers le dissipateur thermique. Visser temporairement le dissipateur de chaleur sur l'ensemble PCB / boîtier. Lorsque vous regardez dans le haut de la boîte, vous devriez maintenant voir un morceau de dissipateur thermique révélé, de la même taille que la base du FET.
7. Rig-vous jusqu'à une certaine protection statique (si vous avez un vieux soufflé jusqu'à dispositif ou un dispositif bipolaire dans le même package que vous n'aurez pas à s'embêter avec cela) et déposer l'appareil dans l'ouverture au sein du conseil.
8. Utilisez le FET de vous donner donner les positions du centre de ses trous de montage des
9. Reprenez tout en morceaux. Faites deux trous dans le dissipateur thermique pour le FET
10. Percer des trous dans les deux extrémités de la boîte pour l'connecteurs RF et le condensateur de traversée
11. Tin le PCB, haut et bas, avec un gros fer. Utilisez juste assez de soudure pour obtenir une finition lisse, mais pas trop pour créer des zones de soudure surélevées, en particulier sur le fond, car elles empêcheront le PCB de reposer à plat contre le plancher de la boîte.
12. Créer les deux îles pour la porte FET et de vidange, tel que décrit dans le paragraphe ci-dessus
13. Un ruban de cuivre soudée entre les faces supérieure et inférieure de la platine en dessous où les languettes de source sera
14. Créer les îles PCB, l'étain, de les coller sur le PCB à l'aide de la photo un guide
15. Créer et adapter à l'écran entre l'amplificateur et les zones LPF
16. Répondre à tous les autres composants de BPC, à l'exception du FET
17. Monter le PCB de la boîte et le dissipateur thermique
18. Monter le et branchez et les connecteurs RF et le condensateur de traversée
19. En prenant à nouveau des précautions antistatiques, appliquez le film continu le plus fin possible de pâte de transfert de chaleur sur la base du FET. Cela peut être fait facilement avec un bâton à cocktail en bois
20. Pliez les 2 derniers mm de chacun des fils du FET. Cela rendra beaucoup plus facile à retirer, en cas de besoin
21. Vissez le FET sur le dissipateur thermique. Trop lâche et l'appareil surchauffera, trop serré et vous déformerez la bride de l'appareil et une fois de plus il surchauffera. Si vous avez un tournevis dynamométrique, recherchez le couple recommandé et utilisez-le. 
22. Si vous avez bien compris les instructions, les onglets de l'appareil seront légèrement au-dessus du PCB. Soudez le FET avec le gros fer, d'abord les sources, puis le drain, enfin la grille. Vous devrez peut-être déconnecter L4 et L5 pendant que vous installez le FET, mais ne déconnectez pas R3 car cela fournit une protection statique pour l'appareil.

Schématique

Liste des pieces

À noter:

1. Numéros de référence Farnell sont pour seul guide - d'autres pièces équivalentes peut être substitué.
2. Condensateurs métalliques plaquées sont soit Semco Série MCM, série Unelco J101, Underwood ou Arco MCJ-101 séries disponibles à partir, entre autres lieux, Pièces RF.
3. Disponibles à partir de MRF171A BFI (RU) Richardson or Pièces RF (Etats-Unis)
4. Arco ou taille-haies Sprague sont disponibles à partir Concepts de communication (Etats-Unis)
5. 18 SWG (calibre du fil standard) est le diamètre d'environ 1.2mm
6. 22 SWG (calibre du fil standard) est le diamètre d'environ 0.7mm
7. Pour fabriquer les inducteurs - enroulez le nombre de tours requis autour d'un gabarit de taille appropriée, utilisez d'abord un espacement de diamètre de fil entre chaque tour. Écartez ensuite les spires pour obtenir la longueur requise dans le tableau de la liste des pièces. Enfin, vérifiez la valeur à l'aide d'un analyseur de réseau et ajustez en conséquence.
8. L'exception à la règle ci-dessus est l'espacement L4, qui est la plaie à proximité.
9. Feuilles de cuivre est disponible dans les magasins d'artisanat (utilisé dans la fabrication de vitraux)
10. C / D = au besoin

Photographie de Amplificateur Prototype

Noter l'orientation du FET. Le plomb avec la barre oblique est la fuite, et se trouve à droite

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Faible Test filtre passe-

Tout amplificateur de puissance RF doit être suivie d'une filtre passe-bas (LPF) de réduire le harmoniques à un niveau acceptable. Ce niveau dans une application sans licence est un point discutable, mais à mesure que la puissance de sortie est augmentée, une plus grande attention doit être accordée à la suppression des harmoniques. Par exemple, une 3e harmonique de -30dBc sur une unité de 1W est de 1uW, ce qui est peu susceptible de causer des problèmes, tandis que la suppression de la 30e harmonique de -3dBc sur une sortie de 1KW entraîne une puissance de 1W à la troisième harmonique, ce qui est potentiellement problématique. Donc pour le absolu niveau de rayonnement harmonique dans le deuxième exemple d'être le même que le premier, nous avons maintenant besoin de supprimer la troisième harmonique par 60dBc.

Dans cette conception, j'ai pris la décision de mettre en œuvre un filtre passe-bas Chebyshev à 7 pôles. Un Chebyshev a été choisi car l'ondulation de phase et d'amplitude dans la bande passante n'était pas critique, et le Chebyshev donne une meilleure atténuation de la bande d'arrêt que par rapport à, par exemple, un Butterworth. La bande d'arrêt de conception a été choisie à 113 MHz, donnant une marge de mise en œuvre de 5 MHz par rapport à la fréquence de bande passante la plus élevée souhaitée à 108 MHz et le début de la bande d'arrêt à 113 MHz. Le paramètre de conception critique suivant était l'ondulation de la bande passante. Pour une conception à fréquence unique, il est normal de choisir une grande ondulation de bande passante, par exemple 1 dB, et d'accorder le pic du dernier maximum de bande passante à la fréquence de sortie souhaitée. Cela donne la meilleure atténuation de la bande d'arrêt car une plus grande ondulation de la bande passante entraîne une atténuation plus rapide de la bande d'arrêt. Un filtre à sept pôles a 7 éléments réactifs, dans cette conception quatre condensateurs et trois inducteurs. Plus il y a de pôles, meilleure est l'atténuation de la bande d'arrêt, au détriment d'une complexité accrue et d'une perte d'insertion de bande passante plus importante. Un nombre impair de pôles est nécessaire car l'impédance d'entrée et de sortie a été conçue pour être de 50R.

Comme cette conception est large bande, cela contraint l'ondulation de la bande passante à un niveau tel que la perte de retour de la bande passante ne devienne pas trop horrible. En utilisant l'excellent utilitaire de conception de filtre de shareware Faisyn (disponible sur FaiSyn RF Design Software Page d'accueil) permet d'étudier facilement ces compromis, et j'ai opté pour une ondulation de la bande passante de 0.02 dB. Ce programme calcule également les valeurs de filtre pour vous et génère une netlist dans un format adapté à l'entrée dans les simulateurs de circuits linéaires les plus courants. Avec 7 pôles, le choix était disponible d'utiliser 4 condensateurs et 3 inductances ou 3 condensateurs et 4 inductances. J'ai choisi le premier, car il en résulte un composant de moins à enrouler. Les valeurs de condensateur données par le programme faisyn ont été examinées pour vérifier qu'elles étaient proches d'une valeur préférée, ce qu'elles étaient. S'ils étaient tombés entre les valeurs préférées, les options incluraient la mise en parallèle de deux condensateurs ensemble, ce qui augmente inutilement le nombre de composants, ou la modification subtile de la fréquence de la bande d'arrêt et de l'ondulation de la bande passante pour obtenir un ensemble de valeurs plus souhaitable.

Pour mettre en œuvre le filtre, j'ai décidé d'utiliser des condensateurs standards métalliques de taille vêtus faites par Unelco ou Semco. Les inducteurs étaient constitués d'un fil de cuivre étamé 18 SWG (calibre de fil standard). D'après mon expérience, il y a peu à gagner à utiliser du fil de cuivre plaqué argent. Les inducteurs ont été formés autour du centre d'une norme RS or Farnell outil de peaufinage (FEC 145-507) - cela a un diamètre de 0.25 pouce, 6.35 mm. Sinon, utilisez le foret de taille appropriée. Les deux inducteurs externes ont été enroulés dans le sens des aiguilles d'une montre, celui de l'intérieur dans le sens inverse des aiguilles d'une montre. Il s'agit d'une tentative de réduire le couplage inductif mutuel entre les inducteurs, ce qui tend à dégrader l'atténuation de la bande d'arrêt. Pour la même raison, les inducteurs sont disposés à 90 ° les uns des autres, plutôt que tous en ligne droite. Les inducteurs sont soudés directement sur les languettes des condensateurs à revêtement métallique. Cela réduit les pertes au minimum. Un filtre soigneusement construit de ce type peut présenter une perte d'insertion de bande passante meilleure que 0.2 dB. Voici les résultats des tests de l'unité prototype.

Connaissant les valeurs requises pour les inducteurs, j'ai fait une estimation éclairée basée sur l'expérience du nombre de tours requis, puis j'ai utilisé un analyseur de réseau RF correctement calibré pour mesurer l'inductance de l'inductance que j'avais créée. C'est de loin le moyen le plus précis de déterminer la valeur d'inductances de faible valeur, car la mesure peut être effectuée à la fréquence de fonctionnement réelle du filtre. Après avoir mesuré la valeur et ajusté les inductances en conséquence, vous devriez constater que lorsque le filtre complet est construit, étonnamment peu d'ajustement est nécessaire pour finaliser le réglage du filtre.

La meilleure façon de régler ce filtre est de minimiser la perte de retour d'entrée de la bande passante, à l'aide d'un analyseur de réseau. En minimisant la perte de retour d'entrée, vous minimiserez la perte de transmission de la bande passante et l'ondulation de la bande passante. le 20MHz durée Le graphique montre que j'ai atteint une perte de retour de bande passante de -18 dB. Si vous n'avez pas d'analyseur de réseau, les choses sont un peu plus délicates. Si vous vous contentez de régler une fréquence ponctuelle, configurez une source d'alimentation RF pour entrer dans le filtre via un wattmètre directionnel. Le filtre est terminé avec une bonne charge 50R. Maintenant, surveillez la puissance réfléchie provenant du filtre et réglez le filtre pour minimiser la puissance réfléchie. Si vous voulez des performances à large bande, vous devrez essayer de le faire à trois fréquences, par exemple, en bas, au milieu et en haut de la bande. Alternativement, si vous parvenez à mesurer suffisamment bien vos inducteurs par d'autres moyens, vous pouvez simplement assembler le filtre et le laisser là, sans autre réglage.

Après avoir réglé la perte de retour de bande passante minimale, l'atténuation de la bande d'arrêt prend soin d'elle-même, vous ne devriez pas la régler car vous gâcherez la perte d'insertion de la bande passante. le 200MHz durée le graphique montre que j'ai réussi 36dB de rejet à la 2ème harmonique de 88MHz, ce qui est le pire des cas. En référence à 600MHz durée graphique montre l'harmonique 3rd de 88MHz supprimé par 55dB, et les ordres supérieurs d'un montant supérieur à cette.

Test amplificateur

J'ai utilisé un analyseur de réseau HP 8714C pour régler cet amplificateur. Sans accès à un analyseur de réseau, vous devrez être extrêmement inventif pour optimiser les performances à large bande. Après avoir réglé le LPF, la tâche suivante consiste à définir la polarisation FET. Faites cela avec un analyseur de spectre connecté à la sortie (par l'intermédiaire d'une quantité appropriée d'atténuation, au moins 40dB) pour surveiller les oscillations parasites. Connectez une bonne charge 50R à l'entrée et connectez un bloc d'alimentation stabilisé (bloc d'alimentation) avec une limite de courant réglée à 200 mA.

Réglez tous les coupe-bordures au centre de leur portée. Avec les tondeuses miniatures en céramique spécifiées, lorsque la métallisation en demi-lune sur la plaque supérieure de la tondeuse est complètement alignée avec le plat sur le corps de la tondeuse, la tondeuse est à sa capacité maximale. Tournez à 180 ° d'ici pour une capacité minimale. Réglez R1 pour la tension minimale (expérimentez avant d'ajuster le FET si vous ne savez pas de quel côté il s'agit). Augmentez lentement la tension d'alimentation de 0V à + 28V. Le seul courant consommé doit être celui pris par le circuit de polarisation, environ 14 mA. Ajustez maintenant R1 pour ajouter 100 mA à ce chiffre. Il ne devrait y avoir aucune étape soudaine dans le courant prélevé sur le bloc d'alimentation. S'il y en a, l'amplificateur oscille presque certainement.

Si tout va bien, éteignez. Calibrez l'analyseur de réseau. Sur le HP 8714C pour cette application, je normalise S11 en circuit ouvert et fais un étalonnage continu sur S21 avec 40 dB d'atténuation en ligne. Évidemment, les atténuateurs utilisés doivent être évalués pour au moins 50 W de RF aux fréquences VHF.

Maintenant, la vie se complique un peu. Normalement, je recommanderais de regarder à travers la combinaison amplificateur et LPF, mais comme le point de rupture LPF n'est que de 5 MHz au-dessus de la bande passante souhaitée de l'amplificateur, il est impossible de voir la forme de réponse de l'amplificateur si cela se trouve être en haut de la bande à partir de 108 MHz. . Pour cette raison, j'ai effectué le réglage initial de l'amplificateur avec le bypass du LPF, ce qui m'a permis de définir la portée de l'analyseur de réseau suffisamment large pour voir où se trouvait la réponse de l'amplificateur.

Avec 0dBm d'entraînement, modifier l'écart pour obtenir approximativement 15dB de gain et mieux que 10dB de perte de retour à travers 88 à 108 MHz (petite parcelle de gain du signal, Pin = dBm 0). Maintenant, montez le lecteur à l'amplificateur, en reculant la limite de courant de manière appropriée. Vous remarquerez que lorsque vous augmentez le lecteur RF, le gain augmentera et la perte de retour d'entrée s'améliorera. Ce comportement est une conséquence de la polarisation relativement légère du FET. Vous pouvez polariser les écrous hors du FET, et le biaiser à, disons 0.5A, cela vous donnera plus de gain à des niveaux d'entraînement inférieurs. Pour les applications normales, je recommande d'utiliser un biais inférieur. Une polarisation élevée à de petits niveaux de sortie réduira l'efficacité DC à RF.

Vous devrez maintenant refroidir l'amplificateur par ventilateur, sauf si vous l'avez équipé d'un énorme dissipateur thermique. Avec le HP 8714C, vous pouvez obtenir une source d'alimentation de +20 dBm (c'est ce qu'il dit à l'écran, c'est en fait moins que cela) (milieu de gain parcelle de signal, Pin = + 20 dBm). Avec ce niveau de commande, vous pouvez désormais régler un gain de 18 à 20 dB et une perte de retour supérieure à 15 dB. À ce stade, je reconnecterais le LPF et réduirais la portée de l'analyseur de réseau à 20 MHz centré sur 98 MHz. Conduire l'amplificateur au-dessus de 108 MHz à la puissance dans le LPF n'est certainement pas recommandé. Avant de vous laisser emporter, passez en CW (il est préférable d'allonger le balayage de balayage à plusieurs secondes en CW pour éviter d'être confondu par le balayage des analyseurs) et regardez la sortie de l'analyseur de spectre. La sortie doit être propre comme la neige entraînée, n'oubliez pas de vérifier que la sortie est à la fréquence avec laquelle vous excitez l'amplificateur, si ce n'est pas le cas, vous observerez une horrible oscillation dans la bande.

Pour le réglage final de la planéité de la puissance, parce que j'avais accès à un laboratoire RF intelligent avec tout ce dont vous pourriez avoir besoin (équipement de test, de toute façon), j'ai utilisé un amplificateur large bande Mini-Circuits ZHL-42W pour augmenter la sortie de l'analyseur de réseau pour activer moi pour régler la réponse de gain des amplificateurs à plat à pleine puissance de sortie. Le tracé de gain final a été pris en réglant la puissance de la source de manière appropriée, puis en effectuant un étalonnage continu avec l'amplificateur Mini-Circuits et les atténuateurs de puissance en ligne. Cela m'a permis de tracer uniquement le gain de l'amplificateur de puissance. Je suis ensuite passé au balayage lent et j'ai utilisé un wattmètre RF calibré pour mesurer avec précision la puissance de sortie RF. La connaissance précise de la puissance de sortie RF et du gain m'a permis de calculer la puissance d'entrée de l'amplificateur de puissance. Ce graphique montre que le gain de puissance est une nuance inférieure à 20 dB et environ 0.3 dB à plat sur la bande (grande parcelle de gain de signal, Pin = + 26.8 dBm). En conjonction avec le réglage de la planéité, l'efficacité doit être vérifiée. J'ai réussi un minimum de 60% à 88MHz à 40W en sortie, en m'améliorant avec des puissances de sortie plus élevées. Je dirais qu'une bonne efficacité est plus importante qu'une bonne planéité. Du point de vue des auditeurs, la différence entre la sortie 35W et 45W est négligeable, mais une puissance inférieure avec un bon rendement signifie que le FET fonctionnera plus froid, durera plus longtemps et sera plus résistant aux conditions de défaut comme un VSWR élevé.

La puissance de sortie que vous choisissez d'exécuter finalement dépend de vous, le MRF171A fonctionnera avec plaisir au moins 45W et probablement beaucoup plus, bien que je ne le recommande pas. Environ 40 à 45 W, c'est beaucoup - voir Comment faire pour garder votre appareil final de puissance RF Vivant pour plus d'information.

Résultats Amplificateur

Aucune harmonique n'a pu être mesurée à la sortie de l'amplificateur jusqu'à un plancher de bruit de -70 dBc. Il faut s'y attendre, car une enquête rapide a montré les harmoniques brutes de l'amplificateur avant le LPF à environ -40 dBc. Il a déjà été démontré que le filtre avait une suppression minimale de 2ème harmonique de -35 dBc. Aucune sortie parasite n'était visible.

Aucune mesure formelle n'a été effectuée avec des VSWR de sortie défectueux. J'ai accidentellement mis l'amplificateur à pleine puissance dans un circuit ouvert pendant quelques secondes, et il n'a pas explosé. L'utilisation d'un bloc d'alimentation avec une limite de courant soigneusement définie aidera à empêcher l'amplificateur de faire quelque chose de stupide dans ces conditions.

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Application

A titre d'exemple d'une demande de cet amplificateur J'ai utilisé le Diffusion Entrepôt 1W FM LCD PLL Exciter pour piloter l'amplificateur large bande 40W. Pour éviter de modifier l'unité Broadcast Warehouse, j'ai utilisé un pad BNC 3dB de laboratoire entre l'excitateur et l'amplificateur de puissance, pour fournir le bon niveau de commande à l'amplificateur. L'excitateur a été programmé pour trois fréquences différentes, à chaque fréquence la puissance de sortie et la consommation de courant mesurées, permettant de calculer l'efficacité DC à RF.

Tension d'alimentation Power Amplifier = 28V
Tension d'alimentation Exciter = 14.0V, Exciter la consommation de courant = 200 mA env.

L'excitateur Broadcast Warehouse incorpore une fonction d'arrêt RF hors verrouillage, utilisée pendant la reprogrammation PLL afin que la RF ne soit pas générée tant que le verrouillage de fréquence n'a pas été rétabli. Lorsque l'arrêt RF des excitateurs était actif, la sortie de l'amplificateur était réduite de la même manière - c'est-à-dire que l'amplificateur restait stable.

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Conclusion

J'ai démontré un amplificateur large bande qui, une fois réglé, ne nécessite aucun ajustement supplémentaire pour couvrir la bande de diffusion FM 87.5 à 108 MHz. La conception utilise un MOSFET de pointe fournissant près de 20 dB de gain avec un seul étage, une bonne efficacité DC-RF, un faible nombre de composants et est simple à construire. Le coût des pièces ne doit pas dépasser 50 £, le FET utilisé dans le prototype coûte moins de 25 £

Si cet amplificateur est utilisé avec un excitateur à large bande et aérienne, la combinaison qui en résulte permet à l'utilisateur de changer de fréquence de transmission à volonté sans ajustements nécessaires de toute façon dans la chaîne de transmission.

L'amplificateur nécessite un certain degré d'expérience de puissance RF à air, et l'accès aux équipements de test RF professionnelle

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Travaux futurs

• Construire des unités supplémentaires pour évaluer la répétabilité
• Conception de circuits imprimés
• Amélioration de la stabilité dans de mauvaises conditions d'entrée des mésappariements
• Réduire le nombre de composants variables
• Enquêter sur variation de la polarisation FET courant de modifier gain de l'amplificateur

 

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Contribution

Rédigé par Electronics uniques (Woody et Alpy)
"Voici un PCB pour le MRF171A, 45 watts mosfet, sur votre page.
Le fichier est au format bmp. Utilisez un film laser et une imprimante laser, il imprimera à sa taille. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 ko)

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